ştiri

În lumea noastră ideală, siguranța, calitatea și performanța sunt primordiale. În multe cazuri, totuși, costul componentei finale, inclusiv ferita, a devenit factorul determinant. Acest articol este destinat să ajute inginerii de proiectare să găsească materiale alternative de ferită pentru a reduce cost.
Proprietățile intrinseci dorite ale materialului și geometria miezului sunt determinate de fiecare aplicație specifică. Proprietățile inerente care guvernează performanța în aplicațiile cu nivel scăzut de semnal sunt permeabilitatea (în special temperatura), pierderile scăzute ale miezului și o bună stabilitate magnetică în timp și temperatură. Aplicațiile includ Q ridicat. inductori, inductori de mod comun, transformatoare de bandă largă, adaptate și de impuls, elemente de antenă radio și repetoare active și pasive. Pentru aplicațiile de putere, densitatea mare a fluxului și pierderile reduse la frecvența de funcționare și la temperatură sunt caracteristici de dorit. Aplicațiile includ surse de alimentare cu comutare pentru încărcarea bateriei vehiculelor electrice, amplificatoare magnetice, convertoare DC-DC, filtre de putere, bobine de aprindere și transformatoare.
Proprietatea intrinsecă care are cel mai mare impact asupra performanței feritei moi în aplicațiile de suprimare este permeabilitatea complexă [1], care este proporțională cu impedanța miezului. Există trei moduri de a utiliza ferita ca supresor al semnalelor nedorite (conduse sau radiate). ).Primul, și cel mai puțin obișnuit, este ca un scut practic, în cazul în care feritele sunt folosite pentru a izola conductorii, componentele sau circuitele din mediul de câmp electromagnetic radiant. filtru, adică inductanță – capacitiv la frecvențe joase și disipare la frecvențe înalte. A treia și cea mai comună utilizare este atunci când miezurile de ferită sunt utilizate singure pentru cablurile componente sau circuite la nivel de placă. În această aplicație, miezul de ferită previne orice oscilații parazitare și/ sau atenuează preluarea sau transmisia semnalului nedorit care se poate propaga de-a lungul cablurilor componente sau interconexiunilor, urme sau cabluri. În a doua și a treia aplicație, miezurile de ferită suprimă EMI conduse prin eliminarea sau reducerea semnificativă a curenților de înaltă frecvență atrași de sursele EMI. Introducerea feritei oferă impedanță de frecvență suficient de mare pentru a suprima curenții de înaltă frecvență. În teorie, o ferită ideală ar oferi impedanță mare la frecvențele EMI și impedanță zero la toate celelalte frecvențe. În fapt, miezurile supresoare de ferită oferă impedanță dependentă de frecvență. impedanta maxima se poate obtine intre 10 MHz si 500 MHz in functie de materialul ferita.
Deoarece este în concordanță cu principiile ingineriei electrice, unde tensiunea și curentul AC sunt reprezentate de parametri complecși, permeabilitatea unui material poate fi exprimată ca un parametru complex format din părți reale și imaginare. Acest lucru este demonstrat la frecvențe înalte, unde permeabilitatea se împarte în două componente. Partea reală (μ') reprezintă partea reactivă, care este în fază cu câmpul magnetic alternativ [2], în timp ce partea imaginară (μ”) reprezintă pierderile, care sunt defazate cu câmp magnetic alternant. Acestea pot fi exprimate ca componente în serie (μs'μs”) sau în componentă paralelă (µp'µp”). Graficele din figurile 1, 2 și 3 arată componentele serie ale permeabilității inițiale complexe în funcție de frecvență pentru trei materiale ferite. Tipul de material 73 este o ferită de mangan-zinc, magneticul inițial Conductivitatea este 2500. Tipul de material 43 este o ferită de nichel-zinc cu o permeabilitate inițială de 850. Tipul de material 61 este o ferită de nichel-zinc cu o permeabilitate inițială de 125.
Concentrându-ne pe componenta de serie a materialului de tip 61 din figura 3, vedem că partea reală a permeabilității, μs', rămâne constantă cu frecvența crescândă până când se atinge o frecvență critică, iar apoi scade rapid. Pierderea sau μs” crește. și apoi atinge vârfuri pe măsură ce μs' scade. Această scădere a μs' se datorează apariției rezonanței ferimagnetice. [3] Trebuie remarcat faptul că cu cât permeabilitatea este mai mare, cu atât este mai mare Cu cât frecvența este mai mică. Această relație inversă a fost observată pentru prima dată de Snoek și a dat următoarea formulă:
unde: ƒres = μs” frecvență la maxim γ = raport giromagnetic = 0,22 x 106 A-1 m μi = permeabilitatea inițială Msat = 250-350 Am-1
Deoarece miezurile de ferită utilizate în aplicații cu nivel scăzut de semnal și putere se concentrează pe parametrii magnetici sub această frecvență, producătorii de ferită rareori publică date de permeabilitate și/sau pierderi la frecvențe mai mari. Cu toate acestea, datele de frecvență mai mare sunt esențiale atunci când se specifică miezurile de ferită pentru suprimarea EMI.
Caracteristica pe care majoritatea producătorilor de ferită o specifică pentru componentele utilizate pentru suprimarea EMI este impedanța. Impedanța este măsurată cu ușurință pe un analizor disponibil comercial cu citire digitală directă. Din păcate, impedanța este de obicei specificată la o anumită frecvență și este un scalar care reprezintă magnitudinea complexului. vector de impedanță. În timp ce aceste informații sunt valoroase, sunt adesea insuficiente, mai ales atunci când se modelează performanța circuitului feritelor. Pentru a realiza acest lucru, trebuie să fie disponibile valoarea impedanței și unghiul de fază al componentei sau permeabilitatea complexă a materialului specific.
Dar chiar înainte de a începe să modeleze performanța componentelor de ferită într-un circuit, proiectanții ar trebui să știe următoarele:
unde μ'= partea reală a permeabilității complexe μ”= partea imaginară a permeabilității complexe j = vectorul imaginar al unității Lo= inductanța miezului de aer
Impedanța miezului de fier este, de asemenea, considerată a fi combinația în serie a reactanței inductive (XL) și a rezistenței la pierderi (Rs), ambele fiind dependente de frecvență. Un miez fără pierderi va avea o impedanță dată de reactanță:
unde: Rs = rezistența totală în serie = Rm + Re Rm = rezistența în serie echivalentă datorată pierderilor magnetice Re = rezistența în serie echivalentă pentru pierderi de cupru
La frecvențe joase, impedanța componentei este în primul rând inductivă. Pe măsură ce frecvența crește, inductanța scade în timp ce pierderile cresc și impedanța totală crește. Figura 4 este un grafic tipic de XL, Rs și Z în funcție de frecvență pentru materialele noastre cu permeabilitate medie. .
Atunci reactanța inductivă este proporțională cu partea reală a permeabilității complexe, prin Lo, inductanța miezului de aer:
Rezistența la pierderi este, de asemenea, proporțională cu partea imaginară a permeabilității complexe cu aceeași constantă:
În ecuația 9, materialul miezului este dat de µs’ și µs”, iar geometria miezului este dată de Lo. Prin urmare, după cunoașterea permeabilității complexe a diferitelor ferite, se poate face o comparație pentru a obține cel mai potrivit material la nivelul dorit. frecvență sau interval de frecvență. După ce ați ales cel mai bun material, este timpul să alegeți componentele de cea mai bună dimensiune. Reprezentarea vectorială a permeabilității complexe și a impedanței este prezentată în Figura 5.
Compararea formelor miezului și a materialelor miezului pentru optimizarea impedanței este simplă dacă producătorul furnizează un grafic al permeabilității complexe în funcție de frecvență pentru materialele de ferită recomandate pentru aplicații de suprimare. Din păcate, aceste informații sunt rareori disponibile. Cu toate acestea, majoritatea producătorilor oferă permeabilitatea inițială și pierderea în funcție de frecvență. curbe. Din aceste date poate fi derivată o comparație a materialelor utilizate pentru optimizarea impedanței miezului.
Referindu-ne la Figura 6, factorul de permeabilitate și disipare inițială [4] al materialului Fair-Rite 73 față de frecvență, presupunând că proiectantul dorește să garanteze o impedanță maximă între 100 și 900 kHz. Au fost selectate 73 de materiale. În scopuri de modelare, proiectantul de asemenea trebuie să înțeleagă părțile reactive și rezistive ale vectorului de impedanță la 100 kHz (105 Hz) și 900 kHz. Aceste informații pot fi derivate din următorul grafic:
La 100kHz μs ' = μi = 2500 și (Tan δ / μi) = 7 x 10-6 deoarece Tan δ = μs ”/ μs' apoi μs” = (Tan δ / μi) x (μi) 2 = 43,8
Trebuie remarcat faptul că, așa cum era de așteptat, μ” adaugă foarte puțin vectorului de permeabilitate totală la această frecvență joasă. Impedanța miezului este în mare parte inductivă.
Designerii știu că miezul trebuie să accepte sârmă #22 și să se încadreze într-un spațiu de 10 mm x 5 mm. Diametrul interior va fi specificat ca 0,8 mm. Pentru a rezolva impedanța estimată și componentele sale, selectați mai întâi o sferă cu un diametru exterior de 10 mm și o înălțime de 5 mm:
Z= ωLo (2500,38) = (6,28 x 105) x .0461 x log10 (5/.8) x 10 x (2500,38) x 10-8= 5,76 ohmi la 100 kHz
În acest caz, ca în majoritatea cazurilor, impedanța maximă este atinsă prin utilizarea unui diametru exterior mai mic cu o lungime mai mare. Dacă ID-ul este mai mare, de exemplu 4 mm și invers.
Aceeași abordare poate fi utilizată dacă sunt furnizate grafice ale impedanței per unitate Lo și unghiului de fază în funcție de frecvență. Figurile 9, 10 și 11 reprezintă astfel de curbe pentru aceleași trei materiale utilizate aici.
Designerii doresc să garanteze impedanța maximă în intervalul de frecvență de la 25 MHz la 100 MHz. Spațiul disponibil pe placă este din nou de 10 mm x 5 mm, iar miezul trebuie să accepte fir #22 AWG. Referindu-ne la Figura 7 pentru impedanța unitară Lo a celor trei materiale de ferită, sau Figura 8 pentru permeabilitatea complexă a acelorași trei materiale, selectați materialul de 850 μi.[5] Folosind graficul din Figura 9, Z/Lo al materialului cu permeabilitate medie este de 350 x 108 ohm/H la 25 MHz. Rezolvați pentru impedanța estimată:
Discuția anterioară presupune că miezul ales este cilindric. Dacă miezurile de ferită sunt utilizate pentru cabluri plat, cabluri fasciate sau plăci perforate, calculul Lo-ului devine mai dificil și trebuie obținute lungimea traseului miezului și cifrele de suprafață efective destul de precise. pentru a calcula inductanța miezului de aer. Acest lucru se poate face prin tăierea matematică a miezului și adăugarea lungimii de cale calculată și a ariei magnetice pentru fiecare felie. În toate cazurile, totuși, creșterea sau scăderea impedanței va fi proporțională cu creșterea sau scăderea înălțimea/lungimea miezului de ferită.[6]
După cum sa menționat, majoritatea producătorilor specifică nuclee pentru aplicațiile EMI în ceea ce privește impedanța, dar utilizatorul final trebuie de obicei să cunoască atenuarea. Relația care există între acești doi parametri este:
Această relație depinde de impedanța sursei care generează zgomotul și de impedanța sarcinii care primește zgomotul. Aceste valori sunt de obicei numere complexe, a căror gamă poate fi infinită și nu sunt ușor disponibile pentru proiectant. Alegerea unei valori de 1 ohm pentru impedanțele de sarcină și sursă, care pot apărea atunci când sursa este o sursă de alimentare cu comutare și încarcă multe circuite cu impedanță scăzută, simplifică ecuațiile și permite compararea atenuării miezurilor de ferită.
Graficul din Figura 12 este un set de curbe care arată relația dintre impedanța talonului de scut și atenuare pentru multe valori comune ale sarcinii plus impedanța generatorului.
Figura 13 este un circuit echivalent al unei surse de interferență cu o rezistență internă de Zs. Semnalul de interferență este generat de impedanța serie Zsc a miezului supresor și de impedanța de sarcină ZL.
Figurile 14 și 15 sunt grafice ale impedanței în funcție de temperatură pentru aceleași trei materiale de ferită. Cel mai stabil dintre aceste materiale este materialul 61 cu o reducere de 8% a impedanței la 100 ° C și 100 MHz. În schimb, materialul 43 a arătat o valoare de 25 % scădere a impedanței la aceeași frecvență și temperatură. Aceste curbe, atunci când sunt furnizate, pot fi utilizate pentru a regla impedanța specificată a temperaturii camerei dacă este necesară atenuarea la temperaturi ridicate.
Ca și în cazul temperaturii, curenții de alimentare DC și 50 sau 60 Hz afectează, de asemenea, aceleași proprietăți inerente ale feritei, care, la rândul lor, au ca rezultat o impedanță mai mică a miezului. Figurile 16, 17 și 18 sunt curbe tipice care ilustrează efectul polarizării asupra impedanței unui material ferită. .Această curbă descrie degradarea impedanței ca o funcție a intensității câmpului pentru un anumit material ca o funcție a frecvenței. Trebuie remarcat faptul că efectul polarizării se diminuează pe măsură ce frecvența crește.
De când aceste date au fost compilate, Fair-Rite Products a introdus două materiale noi. 44 este un material cu permeabilitate medie nichel-zinc, iar 31 este un material cu permeabilitate mare mangan-zinc.
Figura 19 este un grafic al impedanței în funcție de frecvență pentru margele de aceeași dimensiune în materialele 31, 73, 44 și 43. Materialul 44 este un material 43 îmbunătățit cu rezistivitate DC mai mare, 109 ohm cm, proprietăți mai bune de șoc termic, stabilitate la temperatură și temperatură Curie mai mare (Tc). Materialul 44 are caracteristici de impedanță față de frecvență puțin mai mari în comparație cu materialul nostru 43. Materialul staționar 31 prezintă o impedanță mai mare decât 43 sau 44 pe întregul interval de frecvență de măsurare. 31 este proiectat pentru a atenua problemă de rezonanță dimensională care afectează performanța de suprimare a frecvenței joase a miezurilor mai mari de mangan-zinc și a fost aplicată cu succes la miezurile de suprimare a conectorilor de cablu și la miezurile toroidale mari. - Miezuri Rite cu 0,562″ OD, 0,250 ID și 1,125 HT. Când comparăm Figura 19 și Figura 20, trebuie remarcat că pentru nuclee mai mici, pentru frecvențe de până la 25 MHz, materialul 73 este cel mai bun material supresor. Cu toate acestea, pe măsură ce secțiunea transversală a miezului crește, frecvența maximă scade. După cum se arată în datele din Figura 20, 73 este cel mai bun. Cea mai mare frecvență este de 8 MHz. De asemenea, merită remarcat faptul că materialul 31 funcționează bine în intervalul de frecvență de la 8 MHz la 300 MHz. Cu toate acestea, ca ferită de zinc mangan, materialul 31 are o rezistivitate de volum mult mai mică de 102 ohmi -cm și mai multe modificări de impedanță cu schimbări extreme de temperatură.
Glosar Inductanța miezului de aer – Lo (H) Inductanța care ar fi măsurată dacă miezul ar avea permeabilitatea uniformă și distribuția fluxului ar rămâne constantă.Formula generală Lo= 4π N2 10-9 (H) C1 Inel Lo = .0461 N2 log10 (OD) /ID) Ht 10-8 (H) Dimensiunile sunt în mm
Atenuare – A (dB) Reducerea amplitudinii semnalului în transmisie de la un punct la altul. Este un raport scalar între amplitudinea de intrare și amplitudinea de ieșire, în decibeli.
Constanta miezului – C1 (cm-1) Suma lungimilor căii magnetice ale fiecărei secțiuni a circuitului magnetic împărțită la regiunea magnetică corespunzătoare aceleiași secțiuni.
Constanta miezului – C2 (cm-3) Suma lungimilor circuitelor magnetice ale fiecărei secțiuni a circuitului magnetic împărțită la pătratul domeniului magnetic corespunzător aceleiași secțiuni.
Dimensiunile efective ale ariei traseului magnetic Ae (cm2), lungimea căii le (cm) și volumul Ve (cm3) Pentru o anumită geometrie a miezului, se presupune că lungimea căii magnetice, aria secțiunii transversale și volumul miezul toroidal are aceleași proprietăți ale materialului ca și Materialul ar trebui să aibă proprietăți magnetice echivalente cu miezul dat.
Intensitatea câmpului – H (Oersted) Un parametru care caracterizează mărimea intensității câmpului.H = .4 π NI/le (Oersted)
Flux Density – B (Gauss) Parametrul corespunzător al câmpului magnetic indus în regiunea normală la calea fluxului.
Impedanță – Z (ohm) Impedanța unei ferite poate fi exprimată în termeni de permeabilitate complexă.Z = jωLs + Rs = jωLo(μs'- jμs”) (ohm)
Tangenta de pierdere – tan δ Tangenta de pierdere a unei ferite este egală cu inversul circuitului Q.
Factorul de pierdere – tan δ/μi Îndepărtarea fazei dintre componentele fundamentale ale densității fluxului magnetic și intensitatea câmpului cu permeabilitatea inițială.
Permeabilitatea magnetică – μ Permeabilitatea magnetică derivată din raportul dintre densitatea fluxului magnetic și intensitatea câmpului alternativ aplicat este...
Permeabilitatea la amplitudine, μa – când valoarea specificată a densității fluxului este mai mare decât valoarea utilizată pentru permeabilitatea inițială.
Permeabilitatea efectivă, μe – Când traseul magnetic este construit cu unul sau mai multe goluri de aer, permeabilitatea este permeabilitatea unui material omogen ipotetic care ar oferi aceeași reticență.
In Compliance este sursa principală de știri, informații, educație și inspirație pentru profesioniștii în inginerie electrică și electronică.
Aerospațial Automobile Comunicații Electronice de consum Educație Energie și energie Industria Tehnologia informației Medicală Militară și Apărare